天線阻抗自動匹配計算器

輸入工作頻率與網路分析儀量到的天線阻抗，立即算出把天線修正到 50 Ω 所需的電感、電容值（L 型與 π 型），附接線電路圖、預估衰減與史密斯圖上的匹配路徑。完全在瀏覽器內計算，不需安裝軟體。

R + jX 或 S11 輸入L 型／π 型全部解史密斯圖匹配路徑VSWR・回波損耗・預估衰減

② 匹配前狀態與史密斯圖

天線阻抗 ZL: —
反射係數 |Γ|: —
VSWR: —
回波損耗: —
失配損耗: —
未匹配送達天線功率: —

③ 匹配網路解（由 50Ω 端往天線排列）

點選任一組解，可在史密斯圖上看到匹配路徑。每組解都已代回電路驗算，匹配後輸入阻抗等於 Z0。

使用步驟

用網路分析儀（VNA）在天線饋入點量測，讀出工作頻率下的阻抗 R + jX；也可直接輸入 S11 的 dB 值與相角。
輸入頻率與系統阻抗（一般為 50 Ω），按計算匹配。
從結果中挑一組元件：優先選「低通」型（串聯電感、並聯電容），可同時壓低諧波；需要隔直流時選「高通」型。
依表格的計算值選用最接近的元件焊上，再用網路分析儀量測微調。

原理與公式

天線與 50 Ω 傳輸線不匹配時，部分功率會被反射。匹配網路用不耗能的電感、電容把天線阻抗轉換到 Z0，讓反射係數 Γ 趨近 0：

Γ = (Z_L − Z₀) / (Z_L + Z₀)
VSWR = (1 + |Γ|) / (1 − |Γ|)　　RL = −20·log₁₀|Γ|　　失配損耗 = −10·log₁₀(1 − |Γ|²)
S11 → 阻抗：Γ = 10^(S11dB/20)∠θ，Z_L = Z₀·(1 + Γ) / (1 − Γ)
電感 L = X / (2πf)　　電容 C = 1 / (2πf·|X|)（並聯元件以電納 B 換算）
π 型約略頻寬 ≈ f / Q

L 型與 π 型

L 型網路只用兩顆元件，對任何 R > 0 的阻抗都至少有兩組解：當天線電導 G ≤ 1/Z0 時，可在天線端先並聯、再串聯；當 R ≤ Z0 時，可在天線端先串聯、再並聯。π 型網路多一顆元件，可自訂 Q 值：Q 越高頻寬越窄、選擇性越好。

設計提示

一般以 VSWR ≤ 2（回波損耗 ≥ 9.5 dB）作為可接受標準，VSWR ≤ 1.5 為良好。
實際損耗主要來自電感（0402 疊層電感 Q 約 30–50，電容 Q 常在 200 以上）。電感接在並聯接地的位置、訊號路徑上用串聯電容，通常損耗最低；計算器會依您填的 Q 值估算並標示「衰減最小」。
量產板常見做法是先預留 π 型焊墊（0 Ω 跳線＋兩個 NC），再依實測填入需要的元件。
在 UHF（例如 915 MHz）以上建議使用 0402 或更小的高頻元件，並在饋入點重新量測、微調一到兩次。

常見問題 FAQ

為什麼天線要匹配到 50 Ω？: 大部分射頻模組、同軸線與量測儀器的特性阻抗都是 50 Ω。天線阻抗偏離 50 Ω 時，發射功率會被反射回模組，造成距離縮短、功耗增加，嚴重時還可能讓功放不穩定。
L 型和 π 型匹配該選哪一種？: L 型元件最少、損耗最低，適合大部分天線調校；π 型多一顆元件但可以控制 Q 值與頻寬，衰減較大，有時甚至比不匹配還多。若需要壓低諧波，應選低通型。
計算值和實際焊上去的結果為什麼不一樣？: 計算假設元件是理想的，實際上電感電容有寄生電容、寄生電感與自諧振頻率，PCB 走線與焊墊也會帶來額外電抗，需以網路分析儀量測微調。
匹配之後天線效率就一定好嗎？: 匹配只解決「反射」問題，不會改善天線本身的輻射效率與方向性。天線尺寸過小、接地面不足或周圍金屬遮蔽，都需要從天線設計與擺放著手。